ВІКІСТОРІНКА
Навигация:
Інформатика
Історія
Автоматизація
Адміністрування
Антропологія
Архітектура
Біологія
Будівництво
Бухгалтерія
Військова наука
Виробництво
Географія
Геологія
Господарство
Демографія
Екологія
Економіка
Електроніка
Енергетика
Журналістика
Кінематографія
Комп'ютеризація
Креслення
Кулінарія
Культура
Культура
Лінгвістика
Література
Лексикологія
Логіка
Маркетинг
Математика
Медицина
Менеджмент
Металургія
Метрологія
Мистецтво
Музика
Наукознавство
Освіта
Охорона Праці
Підприємництво
Педагогіка
Поліграфія
Право
Приладобудування
Програмування
Психологія
Радіозв'язок
Релігія
Риторика
Соціологія
Спорт
Стандартизація
Статистика
Технології
Торгівля
Транспорт
Фізіологія
Фізика
Філософія
Фінанси
Фармакологія


Фільтри на джерелах напруги керовані напругою (ДНКН)

Активні фільтри на ДНКН, це варіант фільтра Саллена і Кі, але в цьому випадку повторювач напруги замінено неінвертуючим підсилювачем, коефіцієнт підсилення якого більше за 1. Достатній набір різних RC–ланок, побудованих на основі ДНКН, дозволяє об’єднати їх в одне ціле з необхідною характеристикою, близькою до апроксимуючої функції, не піклуючись про їх взаємний вплив.

На рис. 13.7 (а, б, в) наведені варіанти схем, що реалізують фільтри НЧ, ВЧ і смуговий фільтр.

Смуговий фільтр утворюється як комбінація фільтрів НЧ і ВЧ. Ці двополюсні фільтри можуть бути фільтрами Баттерворта, Бесселя і іншими за рахунок відповідного підбору параметрів елементів. Будь–яке число двополюсних секцій може бути з’єднано каскадно для утворення фільтрів високого порядку. Кожна секція відповідає квадратичному співмножнику полінома степені n, що дає опис фільтра у цілому.

У фільтрах на ДНКН використовується мінімальна кількість елементів (один ОП на два полюси характеристики), при цьому вони дають додатковий виграш у вигляді неінвертувального коефіцієнта підсилення, низького вихідного опору, малого розкиду параметрів, зручності зміни коефіцієнта підсилення і спроможності роботи при великому коефіцієнті підсилення або малому згасанні. Їх недолік – велика чутливість до зміни параметрів елементів і коефіцієнта підсилення ОП, окрім цього вони не можуть бути застосовані для побудови фільтрів, що перестроюються.

 

Рисунок 13.7 – Функціональні схеми активних фільтрів НЧ (а), ВЧ (б) і смугового (в)
на ДНКН

 

13.6 Проектування фільтрів на джерелах напруги керованих напругою

Для проектування n–полюсних фільтрів (при парному n) необхідно з’єднати секцій на ДНКН. Тому розрахунки ведуться тільки для фільтрів парного порядку. В кожній секції і . Як і звичайно в схемах на ОП, значення R вибираються в діапазоні від 10 до 100 кОм. Резисторів з малим номіналом краще уникати оскільки вихідний опір ОП додається до опору резистора, вносячи помилку у розрахунки. Розрахунки ведуться з використанням даних табл. 13.1.

Розраховуючи фільтр Баттерворта, необхідно мати на увазі, що усі секції мають однакові значення R i C, які визначаються відношенням де – частота зрізу фільтра (–3 дБ). Щоб побудувати, наприклад, 6–полюсний фільтр Баттерворта НЧ, необхідно з’єднати три наведені вище секції з коефіцієнтами підсилення, рівними відповідно 1,068, 1,586 та 2,483 (бажано у вказаному порядку, щоб запобігти проблем з динамічним діапазоном) і підбираючи ідентичні для усіх секцій значення R i C встановлюємо точку, що відповідає частоті . Наприклад,

 

Таблиця 13.1 – Таблиця даних для розрахунків номіналів пасивних

Елементів фільтрів

  n Фільтр Баттерворта Фільтр Бесселя Фільтр Чебишева (0,5 дБ) Фільтр Чебишева (2 дБ)
К К К К
      1,586 1,152 2,235 1,068 1,586 2,483   1,038 1,337 1,889 2,610 1,274 1,432 1,606 1,607 1,692 1,908   1,781 1,835 1,956 2,192 1,268 1,084 1,759 1,040 1,364 2,023   1,024 1,213 1,593 2,184 1,231 0,597 1,031 0,396 0,768 1,011   0,297 0,599 0,861 1,006 1,842 1,582 2,660 1,537 2,448 2,846   1,522 2,379 2,711 2,913 0,907 0,471 0,964 0,316 0,730 0,983   0,238 0,572 0,842 0,990 2,114 1,924 2,782 1,891 2,648 2,904   1,879 2.605 2,821 2,946

 

Дещо складніше побудувати фільтр Бесселя і Чебишева. Як і в попередньому випадку з’єднується необхідна кількість секцій 2–х полюсних фільтрів з вказаним для кожної секції коефіцієнтом підсилення (див.
табл. 13.1). В кожній секції попередньо забезпечується рівність і . Але далі для кожної секції необхідно забезпечити свій добуток RC, який обчислюється за допомогою множників нормування (див. табл. 13.1) за виразом . Для фільтра Чебишева – частота, на якій АЧХ падає нижче діапазону нерівномірності при переході до смуги затримки. У випадку збільшення нерівномірності АЧХ в смузі для фільтрів Чебишева вдається отримати більшу крутість АЧХ в перехідній області.

Для побудови фільтрів ВЧ використовуються дзеркальні до схеми фільтрів НЧ схеми, тобто схеми де R i C поміняні місцями. При цьому для фільтра Баттерворта значення і лишаються без змін. Для фільтрів Бесселя і Чебишева значення лишаються без змін, а нормуючий множник змінюється на зворотній, тобто

Смуговий фільтр отримується при каскадному з’єднанні фільтрів ВЧ і НЧ з перетинальними смугами пропускання. Смугозатримувальний фільтр можна отримати при паралельному з’єднанні фільтрів НЧ і ВЧ зі смугами, що не перетинаються. Смуга пропускання смугового фільтра визначається як ширина характеристики між точками –3дБ, окрім, рівнохвильових фільтрів, для яких ця ширина визначається точками, де характеристика спадає на величину пульсації у смузі пропускання. Але такі фільтри не можуть застосовуватись у випадках коли необхідні фільтри з високою добротністю. У таких випадках слід застосовувати однокаскадну смугову схему або фільтри, що будуються на основі методу змінного стану. Навіть однокаскадний двополюсний фільтр може мати АЧХ з гострим викидом.

 

13.7 Фільтри, що будуються на основі методу змінного стану

 

Ідею синтезу на основі уявлення про змінний стан можна реалізувати на прикладі реалізації ланки другого порядку. Нехай

 

(13.7)

 

або

 

 

Переходячи від зображення до оригіналу і враховуючи, що множення на р у часовій області відповідає операції диференціювання, находимо

 

 

Звідки

 

 

У якості змінних вибираємо i Схеми структурна і електрична, що відповідає останньому рівнянню зображені на
рис. 13.8 (а, б).

У якості основного елемента фільтра вибрані ОП, які за допомогою зовнішніх елементів (R, C) легко перетворюються у інтегратор і суматор.

 

Рисунок 13.8 – Функціональні схеми ФНЧ – 2–го порядку, який побудований за методом змінного стану: а) спрощена; б) електрична

 

Зразок смугового фільтра, побудованого на основі методу змінного стану, наведено на рис. 13.9. Цей фільтр набагато складніший у порівнянні з фільтрами на ДНКН, але такі фільтри широко застосовуються завдяки підвищеній стійкості і легкості регулювання.

Не дивлячись на велику кількість елементів, фільтр, що побудований на основі методу змінного стану, є найбільш вдалою схемою для реалізації високодобротних смугових фільтрів. Він відзначається малою поелементною чутливістю, не висуває вимог до смуги пропускання ОП, а також зручний у настроюванні. Наприклад, в схемі, що наведена на рис. 13.9, і використовується у якості смугопроникального. За допомогою двох резисторів встановлюється центральна частота смуги пропускання , у той час як резистори i cпільно визначають добротність Q і коефіцієнт підсилення в смузі пропускання

 

 
 

Рисунок 13.9 – Функціональна схема фільтру на основі методу змінного стану

 

Цей фільтр може бути зроблений таким, що перестроюється з фіксованою добротністю, при використанні у якості резистора двосекційного змінного резистора. З другого боку, змінним можна зробити резистор , при цьому отримаємо фільтр з фіксованою частотою і змінною добротністю (і на жаль зі змінним коефіцієнтом підсилення).

 
 

Найбільш близькі до фільтрів на основі методу змінного стану так звані біквадратні фільтри, рис. 13.10.

 

Рисунок 13.10 – Функціональна схема біквадратного фільтру

 

Особливістю такого фільтра є можливість регулювання його частоти (за допомогою ) при зберіганні сталості ширини смуги пропускання. Розрахункові рівняння

 

 

Сама добротність Q визначається як і дорівнює При зміні значення центральної частоти пропорційно змінюється і добротність Q при цьому зберігається незмінною.

У випадку проектування біквадратного фільтра необхідно виконати таку послідовність дій:

1. Вибрати ОП з шириною смуги, яка у 10 – 20 разів перевищує добуток

2. Підібрати заокруглений номінал конденсатора, ближчий до такого значення

3. Використати перше наведене вище рівняння для розрахунку опору і відповідно друге для обчислення за заданим значенням ширини смуги номінала опору .

4. Згідно з третім рівнянням отримати значення опору

Слід відзначити, що кожний з опорів , i є навантаженням для ОП, і тому їх номінали не повинні бути менші за 5 кОм.

Припустимо, що необхідно розрахувати смуговий фільтр з параметрами Задамося потім визначимо ( ) і ( ) і зрештою ( ).

Якщо розрахункові значення резисторів виходять дуже великі або малі, то необхідно підібрати інший номінал конденсатора.

Для отримання смугових фільтрів високого порядку необхідно зробити каскадне з’єднання кількох фільтрів низького порядку, комбінуючи їх таким чином, щоб забезпечити характеристику фільтра, що вимагається. У такому випадку, як і раніше, фільтр Баттерворта має «максимально плоску» АЧХ, у той час як фільтр Чебишева задовольняє вимоги крутого зламу АЧХ в перехідній області. Збільшення крутості АЧХ шляхом підключення додаткових секцій призводить, як правило, до погіршення перехідної і фазової характеристик.

 

13.8 Схемні рішення фільтрів

 

Подвійний Т–подібний фільтр

Відомі подвійні Т–подібні фільтри, що випускаються у вигляді готових модулів для діапазону частот від 1 Гц до 50 кГц з глибиною послаблення на частоті провалу близько 60 дБ. Такі фільтри використовують пасивний подвійний Т–подібний фільтр, рис. 13.11, який має нескінченне придушення на частоті . Такий фільтр діє так ефективно тому, що має місце підсумовування двох сигналів, які на частоті зрізу мають різницю фаз 1800. Отримання необхідної характеристики вимагає доброго узгодження елементів. Для отримання глибокого і стабільного провалу АЧХ слід вибирати конденсатори і резистори зі стабільними параметрами і малою температурною залежністю. Збільшення крутості провалу відбуваєть

 
 

ся при збільшенні підсилення у колі зворотного зв’язку, рис. 13.12.

Рисунок 13.11 – Електрична схема пасивного подвійного Т–подібного фільтру

 

 

Рисунок 13.12 – Функціональна схема Т–подібного фільтру зі стежним зв’язком

 

Фільтри на основі принципу інверсії імпедансу

Схема смугового фільтра, що реалізує принцип інверсії імпедансу наведена на рис. 13.13.

Величина еквівалентної індуктивності визначається за виразом

 

 

Резонансна частота фільтра дорівнює

 

.

 
 

 

Рисунок 13.13 – Схема електрична принципова смугового фільтра, що реалізує принцип інверсії імпедансу

 

Опір шунтувального резистора , що визначає еквівалентний резонансний опір контуру, дорівнює

 

 

Застосування гіраторів дозволяє значно спростити конструкцію деяких пристроїв, наприклад, еквалайзерів. На низьких частотах такі пристрої вимагають дуже великого значення індуктивності. Так, для частоти при ємності контуру величина еквівалентної індуктивності дорівнює Гіраторна схема малочутлива до відхилення параметрів елементів, що її утворюють.

 

 

Фільтри на основі конденсаторів комутування

Відомий спосіб побудови інтеграторів, які складають основу біквадратних фільтрів і фільтрів на основі методу змінного стану. Основна його ідея полягає у використанні аналогових МДН–ключів, що синхронізуються зовнішнім сигналом прямокутної форми і високої частоти, як правило, у 100 разів вищої, ніж у аналогових сигналів, що обробляються. На рис.13.14 (а, б) наведено схеми інтеграторів на конденсаторах комутування.

При увімкненні ключа S1 має місце заряд конденсатора С1 до напруги , тобто він зберігає заряд у другій половині робочого циклу конденсатор С1 розряджається через віртуальну землю, передаючи свій заряд конденсатору С2. Сама напруга на конденсаторі С2 змінюється, відповідно, на величину Слід відзначити, що вихідна напруга змінюється протягом кожного циклу ВЧ прямокутного коливання пропорційно напрузі (зміна якого за один період керуючого коливання передбачається дуже незначною), тобто ця схема є інтегратором напруги вхідного сигналу

 

Рисунок 13.14 – Функціональні схеми інтеграторів на конденсаторах комутування:

а – на перемикних конденсаторах; б – звичайний інтегратор

 

Застосування конденсаторів комутування, замість звичайних інтеграторів дає такі переваги. Перше, такий фільтр дозволяє застосовувати більш дешеві конденсатори, оскільки коефіцієнт передачі такого інтегратора залежить тільки від співвідношення конденсаторів С1 і С2, а не від їх значень, у той час як отримання резисторів і конденсаторів з точним значенням і високою стабільністю є досить складним. Друге полягає у можливості перестроювання частоти фільтра зміною частоти керуючого коливання, оскільки характеристична частота біквадратного фільтра, чи йому подібного, залежить тільки від коефіцієнта передачі інтегратора.

Мають такі фільтри і деякі недоліки. Перше, це наскрізне проходження сигналу тактової (керуючої) частоти, але звичайно це не має значення, оскільки цей сигнал значно віддалений від смуги, яку займає сигнал, що обробляється. Друга проблема, якщо у вхідному сигналі присутні спектральні компоненти, що знаходяться поблизу тактової частоти, то вони будуть накладатися на смугу пропускання. Для усунення цього явища у вхідному сигналі не повинно бути означених складових. Це може бути забезпечено застосуванням звичайного RC–фільтра. І третє – це зниження динамічного діапазону сигналу за рахунок зростання рівня шуму.

 

Фазові коректори (ланки)

Фазові ланки – це пристрої, де на заданій частоті фаза вихідного сигналу отримує зсув відносно вхідного на визначене значення, при цьому модуль коефіцієнта передачі не змінюється у всьому робочому діапазоні частот.

Як показано вище, коефіцієнт передачі фазової ланки першого порядку має вигляд

 

де ,

Модуль коефіцієнта передачі

 

 

Фаза вихідного сигналу

 

 

де – стала часу фазозадавального кола.

З різних варіантів фазових ланок першого порядку слід відзначити схеми фазовипереджувальних і фазозапізнювальних ланок, рис. 13.15 (а,б).

 

 
 

 


Рисунок 10.15 – Фазові ланки

 

Рисунок 13.15 – Функціональні схеми фазових коректорів (ланок) першого порядку:

а – фазовипереджувальна ланка; б – фазозапізнювальна ланка

Фазовий зсув в цих ланках визначається виразом

 

 

Знак перед виразом визначає фазовипереджувальну чи фазозапізнювальну ланки.

 

13.9 Запитання та завдання для самоконтролю

1. На який параметр АЧХ впливає порядок активного фільтра?

2. Які шляхи наближення АЧХ активного фільтра до ідеальної?

3. Які властивості має активний фільтр Баттерворта (Чебишева, Бесселя)?

4. Наведіть рівняння коефіцієнту передачі а) ФВЧ, б) ФНЧ, в) смугопроникального фільтра, в) смугозатримувального фільтра та г) фазового коректора. Поясніть вплив його коефіцієнтів.

5. Зобразіть графіки нормованих АЧХ фільтрів а) Беттверворта, б) Бесселя та в) Чебишева різних порядків. Поясніть по цим графікам вплив величини порядку фільтра на його вибірні властивості.

6. Які основні схемотехнічні засоби реалізації активних фільтрів?

7. Cпроектуйте ФНЧ (ФВЧ) Чебишева п’ятого порядку з нерівномірністю АЧХ в смузі пропускання 1 дБ і частотою зрізу 100 Гц. Ємності конденсаторів не повинні перевищувати 0,1 мкФ.

8. Розрахувати параметри схеми активного ФНЧ другого порядку на основі ОП, якщо частота зрізу , а коефіцієнт передачі фільтра К = 2,75.

9. Розрахувати параметри схеми активного ФВЧ другого порядку на основі ОП, якщо частота зрізу , а коефіцієнт передачі фільтра К = 1,65.

10. Що таке фазові коректори?

11. Поясніть методику проектування фільтрів на основі методу змінного стану. Що таке біквадратні фільтри?

12. Які підходи до проектування фільтрів на основі конденсаторів комутування?

 

 

Література [27-35]


ЛІТЕРАТУРА

 

1. Рудик В. Д. Конспект лекцій до курсу "Аналогові електронні пристрої" / В. Д. Рудик. – Вінниця: ВПІ, 1991. – 93 с.

2. Рудик В. Д. Методичні вказівки до лабораторного практикуму з курсу "Аналогові електронні пристрої" / В. Д. Рудик, С. П. Кононов. – Вінниця: ВПІ, 1991 – 46 с.

3. Рудик В. Д. Методичні вказівки та контрольні завдання з курсу "Аналогові електронні пристрої" / В. Д. Рудик, С. П. Кононов. – Вінниця: ВДТУ, 1994. – 34 с.

4. Рудик В. Д. Аналогові електронні та підсилювальні пристрої : лабораторний практикум / В. Д. Рудик, М. А. Шутило. – Вінниця: ВДТУ, 2002. – 62 c.

5. Рудик В. Д., Шутило М. А. Основи схемотехніки. Підсилювальні та аналогові пристрої : лабораторний практикум / В. Д. Рудик, М. А. Шутило – Вінниця: ВНТУ, 2005. – 142 c.

6. Божко А. П. Основи теорії кіл. Лабораторний практикум / А. П. Божко, А. О. Семенов, О. О. Семенова – Вінниця: ВНТУ, 2010. – 105 с.

7. Кичак В. М. Основи радіоелектроніки: навчальний посібник МОНУ / В. М. Кичак, Ю. В. Крушевський, Д. В. Гаврілов. – Вінниця: ВНТУ, 2010. – 368 с.

8. Олейников В. П. Элементная база электронных аппаратов (пассивные элементы) : учебное пособие / В. П. Олейников, Н. В. Долженков. – Харьков : Нац. аэрокосм. ун-т «Харьк. авиац. ин-т», 2004. – 62 с.

9. Чижма С. Н. Основы схемотехники : учебное пособие для вузов /
С. Н. Чижма. – Омск : Издательство «Апельсин», 2008. – 424 с.

10. Гершунский Б. С. Основи электроники и микроэлектроники : Учеб. – пособие / Б. С. Гершунский. – К.: Вища шк., 1989. – 424 с.

11. Жеребцов И. П. Основы электроники / И. П. Жеребцов – Л.: Энергоатомиздат, 1990. – 352 с.

12. Лачин В. И. Электроника / В. И. Лачин, Н. С. Савёлов. – Ростов н/Д : изд-во «Феникс», 2002. – 576 с.

13. Скаржепа В. А. Электроника и микросхемотехника / В. А. Скаржепа, А. Н. Луценко. – К.: Выща школа, 1989. – 431 с.

14. Прянишников В. А. Электроника: Курс лекций / В. А. Прянишников. – СПб.: КОРОНА принт, 1998. – 400 с.

15. Джонс М. Х. Электроника – практический курс / М. Х. Джонс. – М: Постмаркет, 1999. – 528 с.

16. Кучумов А. И. Электроника и схемотехника / А. И. Кучумов. – М.: Гелиос АРВ, 2002. – 304 с.

17. Остапенко Г. С. Усилительные устройства : учеб. пособие для вузов / Г. С. Остапенко. – М.: Радио и связь, 1989. – 400 с.

18. Мамонкин И. Г. Усилительные устройства : учеб. пособие. – 2–е изд., перераб. и доп / И. Г. Мамонкин. – М.: Связь, 1987. – 359 с.

19. Войшвилло Г. В. Усилительные устройства : учеб. пособие / Г. В. Войшвилло. – 2–е изд., перераб. и доп.– М.: Радио и связь, 1983. – 264 с.

20. Цыкин Г. С. Усилительные устройства : учеб. пособие / Г. С. Цыкин. – 4–е изд., перераб. и доп. – М.: Радио и связь, 1984. – 368 с.

21. Цыкина А. В. Электронные усилители / А. В. Цыкина. – М.: Радио и связь, 1982. – 236 с.

22. Малахов В. П. Схемотехника аналоговых устройств : учебник / В.П. Малахов. – Одесса: Астро-Прикт, 2000. – 211 с.

23. Зорі А. А. Аналогова схемотехніка електронних систем / А. А. Зорі, В. І. Бойко. – Донецьк: ДонНТУ, 2003 – 324 с.

24. Бойко В.І. Схемотехніка електронних систем / В. І. Бойко, А. М. Гужий, В. Я. Жуков. – К.: Вища школа, 2004 – 366 с.

25. Травин Г. А. Основы схемотехники устройств радиосвязи, радиовещания и телевидения / Г.А. Травин. – М.: Высшая школа, 2007 – 606 с.

26. Манаев Е. И. Основы радиоэлектроники : 3-е узд., перераб. и доп / Е. И. Манаев. – М.: Радио и связь, 1990. – 512 с.

27. Титце У. Полупроводниковая схемотехника / У. Титце, К. Шенк. – М.: Мир, 1982. – 512 с.

28. Хоровиц П. Искусство схемотехники / П. Хоровиц, У. Хилл. – М.: Мир, 2003. – 704 с.

29. Проектирование радиоприёмных устройств / Под ред. А. П. Сиверса. – М.: Сов. Радио, 1976. – 486 с.

30. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы / В. Л. Шило. – 2–е изд., перераб. и доп. – М.: Сов. радио, 1979. – 366 с.

31. Алексенко А. Г. Применение прецизионных аналоговых мик­росхем / [Алексенко А. Г. и др.]. – М.: Радио и связь, 1985. – 256 с.

32. Бойко В. И. Схемотехника электронных систем. Аналоговые и импульсные устройства / [В. И. Бойко и др.]. – СПб.: БХВ-Петербург, 2004. – 496 с.

33. Волович Г. И. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств / Г. И. Волович. – М.: Издательский дом «Додэка-ХХ1», 2005. – 528 с.

34. Опадчий Ю. Ф. Аналоговая и цифровая электроника / Ю. Ф. Опадчий, О. П. Глудкин, А.И. Гуров. – М.: Горячая линия, 2005. – 768 с.

35. Павлов В. Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств / В. Н. Павлов, В. Н. Ногин. - М.: Горячая линия-Телеком, 2003. – 320 с.

 


ГЛОСАРІЙ

автономний self-contained
активний опір active resistance
биття beat
біполярний транзистор bipolar transistor
варистор varistor
ВАХ current-voltage characteristic
взаємна індуктивність mutual inductance
вимушені коливання forced oscillation
вихідна напруга output voltage
вихідна провідність ­ output conduction
вільні коливання free oscillation
внутрішній опір джерела source resistance
внутрішня провідність intrinsic conduction
вузол node
вхідна напруга input voltage
вхідна провідність input conduction
вхідні канали input channels
гармонічні коливанні harmonic oscillation
генератора напруги voltage generator
гранична частота cutoff
двополюсник two-terminal device
джерело source
джерело струму current source
діод diode
дросель choke
еквівалентна схема equivalent circuit
електрична міцність electrical strong
електричне коло electric network
електрорушійна сила electromotance
емітер emitter
ємнісний опір capacitance reactance
заземлений grounded
зворотний зв'язок feedback
зв'язані контури coupled circuits
змінний резистор variable resistor
змінний струм alternating current (АС)
змішаний mixed
зсув фаз phase shift
індуктивний компонент inductive component
каскадний cascade
ККД efficiency
ключ switch
коефіцієнт зв’язку coupling coefficient
коефіцієнт згасання damping coefficient
коефіцієнт передачі gain, carryover factor
коефіцієнт підсилення gain, magnification constant
коефіцієнт підсилення (як параметр підсилювача) gain factor
коефіцієнта передачі gain, carryover factor
коливальний контур oscillatory circuit
коливання beats
комплексний вхідний опір complex input impedance
конденсатор capacitor
контур loop
контурний струм loop current
котушка coil
лінійне коло linear circuit
меандр square waveform
навантаження burden
нелінійне коло nonlinear circuit
нелінійний резистор nonlinear resistor
номінальна напруга rated voltage
операційний підсилювач operational amplifier
опір навантаження load resistance
паралельний parallel
параметри чотириполюсника parameters of four-pole
пасивний елемент passive element
передатна характеристика transfer characteristic
перехідна характеристика transient response
перехідний процес transient
підсилювач amplifier
підсилювач зі зворотним зв’язком feedback amplifier
повний опір impedance
подільник напруги divisor, voltage divider
полюс terminal
польовий транзистор field - effect transistor
послідовний series
постійний струм direct current (DC)
потужність power
похибка error
реактивний опір reactance
регулятор напруги voltage regulator
резистивний оптрон resistive optron
резистор resistor
резонанс resonance
релаксаційні коливання relaxation oscillation
розстройка mistuning
смуга пропускання pass band
стала часу кола time constant of circuit
стояча хвиля standing wave
стрибок step
струм короткого замикання short-circuit current
струм провідності conductance current
струм утікання leakage current
температурний коефіцієнт temperature coefficient
тензорезистори tensoresistor
термістори thermistor
терморезистор thermoresistor
транзистор transistor
трансформатор transformer
трансформаторний зв’язок transformer coupling
тривалість імпульсу pulse duration
узгоджуючий пристрій matching unit
фазообертач phase inverter
характеристичний опір characteristic impedance
частота frequency
частота коливань oscillation frequency
частотний діапазон frequency range
чотириполюсник four-terminal device

 

 

© 2013 wikipage.com.ua - Дякуємо за посилання на wikipage.com.ua | Контакти