Для підсилення імпульсних сигналів (сигналів широкого спектра частот) використовують підсилювачі з широкою смугою пропускання. В окремих випадках розширення смуги пропускання підсилювача забезпечується за рахунок свідомого зменшення його підсилення або застосуванням спеціальних кіл корекції частотної характеристики. В інших випадках виникає зворотна задача штучного звужування смуги пропускання підсилювача, коли необхідно з сукупності сигналів широкого діапазону частот, що надходять на вхід підсилювача, виділити групу сигналів близьких частот, які несуть корисну інформацію. Все це обумовлює специфічність окремих типів підсилювачів, які розглядаються у цьому параграфі.

Схеми корекції АЧХ

Метою корекції є розширення діапазону робочих частот, як в області ВЧ, так і в області НЧ в підсилювачах гармонійних сигналів, або зменшення спотворень в підсилювачах імпульсних сигналів.

В області ВЧ застосовується проста паралельна індуктивна корекція. Більш складні варіанти індуктивної корекції застосовуються рідко через складність настройки і труднощі при реалізації в мікровиконанні. Схему каскаду з простою паралельної індуктивного ВЧ-корекцією на ПТ наведено на рисунку 1.38.

Рисунок 1.38 – Каскад на ПТ з простою паралельною індуктивною корекцією

Фізично ефект збільшення пояснюється відносним збільшенням коефіцієнта передачі на ВЧ за рахунок збільшення еквівалентного навантаження каскаду (шляхом додавання індуктивного опору в електричне коло стоку).

Незважаючи на ефективність, проста паралельна індуктивна корекція в сучасній схемотехніці використовується рідко. Це пояснюється, в першу чергу, технологічними труднощами реалізації індуктивностей в ІМС, і сильною залежністю ефекту корекції від параметрів транзистора, що вимагає підстроювання схеми у разі розкиду їх параметрів. Можливе використання замість котушки індуктивності індуктивного вхідного опору каскаду з СБ (рисунок 1.39).

Рисунок 1.39 – Корекція вхідним опором каскаду СБ

В області НЧ знаходить застосування корекція колекторним (стоковим) фільтром.

Схема каскаду з НЧ-корекцією на БТ і його спрощена схема (враховує тільки вплив для області НЧ) зображені на рисунку 1.40.

Фізично зменшення пояснюється відносним збільшенням коефіцієнта передачі в області НЧ за рахунок збільшення еквівалентного навантаження каскаду шляхом додавання ємнісного опору в коло колектора на НЧ. Ефект зменшення спаду плоскої вершини імпульсу пояснюється епюрами напруги, наведеними на рисунку 1.40, б.

В ідеальному випадку, при , умовою корекції буде рівність сталих часу і . У реальних схемах рекомендується брати , для підйому вершини імпульсу на (10 ... 20)% можна скористатися співвідношенням:

Рисунок 1.40 – Каскад на БТ з НЧ корекцією

Імпульсні підсилювачі

Каскади, які підсилюють сигнали з дуже широкою смугою частот (відношення вищої робочої частоти до нижчої близько 1000 і більше), називають каскадами широкосмугового підсилення. Ці підсилювачі використовуються для підсилення коливань складної форми або короткочасних відео-імпульсів спеціальної форми.

Імпульсні підсилювачі найбільш часто оперують з імпульсами прямокутної форми (рисунок 1.41,а)

а) б)

Рисунок 1.41 – Імпульси прямокутної форми

Найважливішим питанням при аналізі імпульсних підсилювачів є визначення величини спотворення форми імпульсів, яке може бути проведено за допомогою частотної і фазової характеристик підсилювача. Для цього імпульсний сигнал необхідно зобразити у вигляді суми його гармонічних складових (частотного спектру). Для визначення частотного спектру напругу прямокутної форми треба розкласти в ряд Фур'є, який в тригонометричній формі запису має вигляд

З рівняння (1.64) видно, що періодична імпульсна напруга складається з суми напруги постійної складової і нескінченного числа косинусоїдальних складових напруг з частотами, кратними частоті проходження імпульсів. Постійна складова напруги прямокутної форми і амплітуда будь-якої q-ї гармоніки, де q = 1, 2, 3... – номера відповідних гармонік, визначаються із співвідношень

Визначивши згідно з рівнянням (1.65) амплітуди гармонічних складових, одержимо частотний спектр імпульсів прямокутної форми, який нескінченний в області високих частот і має нижчу частоту, яка дорівнює частоті проходження імпульсів. Отже, для неспотвореної передачі імпульсів прямокутної форми вища частота смуги пропускання підсилювача повинна дорівнювати нескінченності, а нижча – нулю (для забезпечення неспотвореної передачі вершини імпульсу, яка являє собою незмінну, тобто постійну напругу протягом тривалості імпульсу). Найбільш повно цим вимогам може задовольнити підсилювач повільно змінюваних сигналів з нескінченно великою верхньою частотою смуги пропускання. Практично реалізувати підсилювач з такою смугою пропускання неможливо. Проте потреба в дуже широкій смузі пропускання призводить до того, що за основу лінійного імпульсного підсилювача приймають підсилювальні каскади з резистивним навантаженням, диференціальні і операційні підсилювачі.

Для одержання достатньої величини підсилення зі збереженням широкої смуги пропускання або ж для розширення смуги пропускання при тому самому підсиленні застосовується високочастотна і низькочастотна корекція імпульсних підсилювачів. На рисунку 1.42,а наведена найпростіша схема однокаскадного імпульсного підсилювача з високочастотною корекцією. Зовнішнім навантаженням імпульсного підсилювача є вхідне коло наступного каскаду підсилення, представлене вхідним опором і вхідною ємністю . Високочастотна корекція здійснюється за рахунок вмикання в колекторне коло транзистора послідовно з резистором невеликої індуктивності , яка утворює разом з ємністю паралельний коливальний контур.

Фізична суть паралельної високочастотної корекції стосовно підсилення імпульсів прямокутної форми полягає в тому, що індуктивність затримує процес зміни колекторного струму у часі. Тому в моменти швидких змін вхідного сигналу (фронти імпульсів) ємність заряджається або розряджається струмами більшої величини, ніж за відсутності індуктивності Завдяки цьому напруга на ємності змінюється більш різко, а отже, зменшується тривалість фронтів імпульсів. Це, в свою чергу, означає розширення смуги пропускання в області верхніх частот.

Рисунок 1.42 – Однокаскадний імпульсний підсилювач з високочастотною корекцією

Якщо спад вершини імпульсів неприпустимо великий, то виникає необхідність в розширенні смуги пропускання імпульсного підсилювача в області нижніх частот. Схема імпульсного підсилювача з низькочастотною корекцією наведена на рисунок 1.43,б. Коригуючою ланкою є – фільтр, ввімкнений послідовно з резистором .

При надходженні на вхід підсилювача імпульсу позитивної полярності і при проходженні площинної частини вершини імпульсу через збільшення опору транзистора конденсатор заряджається. Завдяки цьому підвищується потенціал правої обкладинки конденсатора, а отже, і колектора транзистора. Вплив на вхід підсилювача імпульсу негативної полярності зменшує статичний опір транзистора, викликаючи повільний розряд конденсатора і зниження потенціалів правої обкладинки і колектора транзистора. В обох випадках величина спаду вершини імпульсу зменшується.

Процес корекції можна пояснити, якщо уявити імпульс у вигляді частотного спектру. На високих і середніх частотах опір конденсатора , шунтуючого , незначний, тому величина навантаження визначається опором . Із зниженням частоти опір конденсатора збільшується, що призводить до збільшення загального опору колекторного навантаження, яке на частоті дорівнює . Завдяки цьому підсилення зі зниженням частоти не зменшується.

Оптимальна корекція вершини прямокутного імпульсу відбувається при виконанні рівності

В свою чергу, опір ланки фільтру обирають з умови

Вибіркові підсилювачі

Вибіркові (селективні) підсилювачі призначені для підсилення електричних сигналів у вузькій смузі частот, за межами якої підсилення набагато слабше або взагалі відсутнє. Є два різновиди вибіркових підсилювачів. У першого з них вузька смуга пропускання забезпечується використанням паралельного LС-контуру, який має частотно-вибіркові властивості. Оскільки контур має резонансні властивості, такі підсилювачі називають резонансними. Вибіркові підсилювачі другого різновиду використовують кола частотно-залежного зворотного зв'язку, що підсилюють або подавляють сигнали у вузькому діапазоні частот. Це, власне, зумовлює квазірезонансний характер частотної характеристики підсилювача. Такі підсилювачі називають підсилювачами з частотно-залежним зворотним зв'язком. Ці підсилювачі з відповідним вмиканням кола частотно-залежного зворотного зв'язку можна використати як активні фільтри.

Резонансні підсилювачі. Типова схема резонансного підсилювача з резонансно-трансформаторним зв'язком показана на рисунку 1.43,а. Індуктивність коливального контура в колі колектора транзистора VТ за схемою зі СЕ (значно рідше використовуються схеми зі СБ і СК) створюється первинною обмоткою трансформатора зв'язку із зовнішнім навантаженням . Зв'язок із зовнішнім навантаженням можна здійснити

також через розділовий конденсатор (показано штриховою лінією). Призначення інших елементів таке саме, як і в однокаскадному підсилювачі з резистивно-ємнісним зв'язком. Зазначимо, що розділові конденсатори і слід обирати таких номіналів, щоб вони не чинили впливу на частотну характеристику резонансного підсилювача.

Власна кутова частота , характеристичний опір і добротність коливального контуру (рисунок 1.43,б) зв'язані з первинними параметрами L,R,С співвідношеннями:

Повна провідність контуру

Розв'язуючи спільно рівняння (1.66 та 1.67) і враховуючи, що, як правило, , одержимо

Якщо частота підсилюваного сигналу не дуже відрізняється від резонансної частоти коливального контуру, то

де

В цьому випадку рівняння (1.68) має вигляд

Опір контуру поблизу резонансу

і його модуль

Як правило, вираз (1.70) зводять до вигляду

де – опір коливального контуру на резонансній частоті .

Рисунок 1.43 – Резонансний підсилювач з резонансно-трансформаторним зв'язком

Цей опір в даному випадку має максимальне значення і активний характер. При опір контуру зменшується, що видно з його частотної характеристики (рисунок 1.43,в), яка побудована у відповідності до виразу (1.69) для необмежених значень . Резонансна крива коливального контуру, яка відображає залежність зміни напруги на контурі (вихідної напруги підсилювача) від частоти, має ідентичний характер. Отже, коефіцієнт підсилення резонансного підсилювача максимальний, коли частота підсинюваного сигналу збігається з резонансною частотою коливального контуру , зменшуючись на інших частотах. Його величина визначається за формулою

або з урахуванням рівностей (1.70) та (1.71)

де – коефіцієнт підсилення на резонансній частоті, коли .

Резонансний підсилювач також характеризується вибірковістю згідно з формулою (1.71)

Це величина перевищення підсилення на резонансній частоті порівняно з підсиленням на деякій частоті завади (звичайно на крайніх частотах смуги пропускання ). Підвищення вибірковості при заданій частоті, як це видно з рівняння (1.72), зв'язане зі збільшенням добротності контуру.

Підсилювачі з частотно-залежним зворотним зв'язком. Застосування резонансних підсилювачів для підсилення сигналів низьких частот (десятки – сотні герц) недоцільне, оскільки зі збільшенням номіналів індуктивностей та ємностей погіршуються не лише їх технічні (добротність, вибірковість), але й експлуатаційні (маса, габаритні розміри) показники. В цьому випадку застосовують вибіркові підсилювачі з частотно-залежним зворотним зв'язком. На рисунку 1.44,а зображена схема такого підсилювача з колом частотно-залежного зворотного зв'язку у вигляді подвійного Т-подібного моста.

Рисунок 1.44 – Підсилювачі з частотно-залежним зворотним зв'язком

Амплітудно-частотна характеристика 2Т-моста показана на рисунку 1.44,б (крива 1). Оскільки транзистор за схемою зі СЕ зсуває фазу вхідного сигналу на 180˚, а фазовий зсув, який вносить 2Т-міст на квазірезонансній частоті дорівнює нулю, то загальний фазовий зсув по замкненій петлі підсилювач – 2Т-міст дорівнює 180˚. При цьому на частоті негативний зворотний зв'язок відсутній.

За відсутності негативного зворотного зв'язку коефіцієнт підсилення підсилювача на квазірезонансній частоті максимальний Зміщення від квазірезонансної частоти в любу сторону призводить до збільшення модуля коефіцієнта зворотного зв'язку, який наближається на деяких частотах та до значення, рівного одиниці. Це, в свою чергу, викликає зменшення модуля (крива 2 на рисунку 1.44,б).