Компенсаційні стабілізатори.

Стабілізатори даного типу часто називають лінійними стабілізаторами з оберненим зв’язком. Принцип дії компенсаційних стабілізаторів базується на компенсації зміни вихідної напруги за рахунок дії ланки оберненого зв’язку. Компенсаційні стабілізатори на структурному рівні містять блоки: регулюючий елемент (РЕ), систему порівняння (СП) та джерело опорної напруги (ДОН). В залежності від того, як вмикається регулюючий елемент відносно опору навантаження компенсаційні стабілізатори поділяються на стабілізатори послідовного та паралельного типу.

Структурна схема компенсаційного стабілізатора послідовного типу приведена на рис.4.2.1:

Рис.4.2.1 Структурна схема компенсаційного стабілізатора послідовного типу

Паралельна схема стабілізатора містить ті ж елементи, що і послідовна. Відмінність полягає в тому, що регулюючий елемент ввімкнений паралельно навантаженню, а послідовно з ним ввімкнено баластний резистор. Зміна вихідної напруги приводить до появи сигналу на виході схеми порівняння. В залежності від величини останнього змінюється величина струму регулюючого елемента, а отже і величина струму, що протікає через баластний резистор. Зміна струму приводить до зміни спаду напруги на R_б, в результаті чого компенсується зміна вихідної напруги з заданою ступінню точності.

Один з варіантів принципової електричної схеми компенсаційного стабілізатора приведений на рис.4.2.2:

В даній схемі VT₁ – регулюючий елемент, VT₂ виконує функції системи порівняння, R₂ та VD₃ утворюють джерело опорної напруги. Величина стабілізованої напруги визначається величиною напруги ДОН, а також положенням повзунка потенціометра R₄.

Переміщення повзунка вверх понижує вихідну напругу, вниз – підвищує. Приймемо, що при фіксованому положенні повзунка потенціометра і незмінній вхідній напрузі, внаслідок зміни опору навантаження змінилась (зменшилась) вихідна напруга. Зменшення вихідної напруги приведе до зменшення напруги на повзунку R₄ дільника напруги. При цьому зменшиться результуюча напруга прикладена до електродів база-емітер VT₂:

U_бе2=U_дн-U_ДОН

Зменшення напруги U_бе2 приведе до підзакривання VT₂. При цьому результуюча напруга U_бе транзистора VT₁ буде такою, що привідкриє даний транзистор, отже збільшиться величина вихідної напруги, зкомпенсувавши тим самим її зміну. Аналогічні процеси, але з протилежним знаком, будуть відбуватися при зростанні вихідної напруги. Точність, з якою підтримується вихідна напруга, залежить від стабільності ДОН та похибки порівняння напруг ДОН та вихідної системою порівняння.

Розглянуті схеми забезпечують стабілізовані напруги більші, в крайньому випадку, рівні напрузі джерела опорної напруги оскільки для схеми рис.4.2.3

Для отримання напруг, менших від напруги ДОН використаємо схему на рис.4.2.4:

Рис. 4.2.4

Дана схема потребує наявності додаткового джерела U_д.д., величина напруги якого стабілізується за допомогою R₃ та VD₂. Схема забезпечує можливість отримання вихідних напруг на рівні 1 В і навіть десятих долей вольта. В загальному випадку величина напруги на виході схеми, а отже на навантаженні буде визначатись з рівності:

U_вих = U_ке3 – U_бе2,

де U_ке3 – спад напруги на електродах колектор-емітер транзистора VT₃, а U_бе2 – напруга на база-емітерному переході VT₂.

Похибка, з якою отримується вихідна напруга, суттєво залежить від величини коефіцієнту підсилення системи порівняння (VT₃). В зв’язку з цим в якості підсилювального елемента СП використовують інтегральні операційні підсилювачі (рис. 4.2.5).

Рис. 4.2.5. Електрична схема компенсаційного стабілізатора на основі ОП

Схема працює наступним чином.

Якщо вихідна напруга вища заданої, то це означає що на інвертуючому вході операційного підсилювача потенціал більший ніж на неінвертуючому, отже вихідний сигнал операційного підсилювача є пониженим (в граничному випадку рівний нулеві), отже транзистор VT1 призакриється. Якщо ж вихідна напруга менша заданої, то вихідний потенціал операційного підсилювача високий, а отже привідкриває транзистор. Схема такого типу забезпечує коефіцієнт стабілізації на рівні декількох тисяч.

Зменшення опору навантаження приводить до росту струму навантаження, а значить росту розсіюваної на регулюючому транзисторі потужності. При перевищенні розсіюваної потужності більше певного критичного значення, особливо при підвищеній температурі навколишнього середовища, зростає ймовірність виходу з ладу регулюючого транзистора. Руйнівним для регулюючого транзистора є і режим короткого замикання на виході стабілізатора, коли через транзистор протікає струм, що набагато перевищує граничний допустимий. Для запобігання виникнення таких явищ необхідно, щоб навантажувальна характеристика стабілізатора мала вид приведений на рис.4.2.6.

Рис. 4.2.6

Схемотехнічна реалізація такої навантажувальної характеристики вимагає введення схеми захисту від перевантаження.

Рис. 4.2.7. Схема захисту компенсаційного стабілізатора від струмового перевантаження

Дана схема не відрізняється від схеми стабілізатора струму, різниця лише в режимі роботи. Якщо струм, що протікає через R₁ не перевищує I_нmax то транзистор VT₁ залишається відкритим, отже напруга U_ке транзистора VT₁ нехтуюче мала. Якщо I_н≥I_нmax то спад напруги на R₁ стає рівний або більше напруги стабілізації стабілітрона VD, отже до електродів база-емітер VT₁ буде прикладена закриваюча напруга, що приведе до росту величини напруги U_ке транзистора VT₁, а значить і до зменшення протікаючого струму. Схему захисту вмикають на вході компенсаційного стабілізатора, оскільки при цьому величина його вихідного (внутрішнього) опору зростає мало.

Внаслідок пробою регулюючого транзистора до резистора навантаження може прикладатися вся напруга, що подається на вхід компенсаційного стабілізатора. Таке збільшення напруги в багатьох випадках може бути небезпечне для навантаження, тому в ряді випадків паралельно навантаженню вмикають транзистор рис.4.2.8.

В даній схемі стабілітрон VD₁ та C_фR_б забезпечують задання керуючого сигналу тиристора VD₂. При номінальній величині вихідної напруги стабілізатора керуюча напруга, що подається на тиристор менша порогової і тиристор закритий. Ріст величини вихідної напруги вище деякого допустимого значення приводить до швидкого (долі мікросекунд) відкривання тиристора внаслідок зростання напруги на баластному резисторі, тобто напруга яка є керуючою для тиристора. Напруга на виході схеми різко зменшується, а вихідний струм стабілізатора замикається через тиристор. Через деякий час (долі секунди), внаслідок зростання струму руйнується плавкий запобіжник. Після заміни плавкого запобіжника і можливо регулюючого транзистора схема може продовжувати нормальне функціювання. Приведена схема захисту надійна в роботі проте характеризується недоліками:

1. Величина напруги стабілізації стабілітрона і порогова напруга керування тиристора не можуть бути довільної величини. Це обмежує використання приведеної схеми, або вимагає введення спеціальної схеми керування тиристором.

1. Ненульова величина внутрішнього опору відкритого тиристора не дозволяє використовувати дану схему в потужних джерелах живлення, в яких внутрішній опір складає долі Ом. В цьому випадку тиристор використовують в колах керування того, чи іншого виконавчого пристрою, який характеризується більшою величиною внутрішнього опору.

В багатьох випадках захист від перевантажень можна забезпечити використанням простого запобіжника. Проте це слід робити обережно оскільки швидкодія плавкого запобіжника складає одиниці мілісекунд. В багатьох випадках такого часу достатньо для виходу з ладу більшості інтегральних схем середньої та високої степені інтеграції.

Промисловістю випускаються інтегральні компенсаційні стабілізатори, які характеризуються певною сукупністю параметрів і характеристик. Так наприклад інтегральні стабілізатори серії КР1162 характеризуються такими параметрами і характеристиками:

1. Вихідна (стабілізована) напруга (5¸27 В ± 0,2 ¸ 0,8 В).

2. Нестабільність вихідної напруги при зміні вхідної напруги та струму навантаження (0,1% / В; 1,3% / А).

3. Температурний коефіцієнт вихідної напруги (0,02% / ^°С)

До додаткових параметрів відносяться:

1. Максимальна вхідна напруга (35¸40 В).

2. Мінімальний спад напруги на мікросхемі, при якому ще забезпечується її функціонування (2,5 В).

3. Максимальний вихідний струм (0,5 А).

4. Максимальний вихідний імпульсний струм при τ_і=1 мс шпаруватість дорівнює 100 (1,8 А).

5. Максимальна розсіювана потужність обмежена схемою захисту 1,5 Вт.

Розглянуті вище компенсаційні стабілізатори забезпечують великий коефіцієнт стабілізації, але мають низький коефіцієнт корисної дій η~0,5¸0,7.

Імпульсні стабілізатори.

На структурному рівні схема імпульсного стабілізатора містить блоки: регулюючий елемент (РЕ), фільтр (Ф), джерело опорної напруги (ДОН), система порівняння (СП), імпульсний елемент (ІЕ) і матиме вигляд приведений на рис.4.3.1:

Рис. 4.3.1. Структурна схема імпульсного стабілізатора

В залежності від величини сигналу, що поступає з системи порівняня імпульсний елемент (ІЕ) генерує імпульси з широтною або частотною модуляцією. В першому випадку частота слідування імпульсів є величмною незмінною, тобто f=const, змінюється тривалість імпульсу. В другому випадку тривалість імпульсу залишається незмінною, змінюється лише частота слідування імпульсів, тобто t_і=const. Є ще третій режим роботи імпульсного елемента, якій називаються релейними або двохстабільними. В стабілізаторах такого типу імпульсний елемент є тригером, стан якого змінюється від величини напруги вихідного сигналу СП. В цьому випадку вихідний сигнал імпульсного елемента утримує регулюючий елемент у відкритому чи закритому станах до тих пір, поки не зміниться стан тригера, а значить не зміниться вихідний сигнал СП.

У випадку широтної чи частотної модуляції в принципі можна отримати нульові пульсації вихідної напруги. У випадку ж релейних імпульсних стабілізаторів це в принципі неможливо. Висока величина коефіцієнту корисної дії буде забезпечуватись імпульсним стабілізатором, якщо відрізок часу, на протязі якого регулюючий елемент буде знаходитись в активній області і буде якомога меншим. В стані насичення та в стані відсічки енергія практично не споживається регулюючим елементом.

Перехід регулюючого транзистора з стану відсічки в стан насичення відбувається під дією вхідного (керуючого) сигналу. При цьому чим більша (в розумних межах) енергія останнього, то тим швидше відбудеться перехід в стан насичення. З ціллю прискорення процесу переходу транзистора з стану насичення до стану відсічки в базове коло регулюючого транзистора вводиться прискорюючий конденсатор рис.4.3.2,а.

Рис. 4.3.2.

На рис.4.3.2,б приведені осцилограми, струму та колекторної напруги транзистора VT₁. Процес переходу транзистора VT₂ в закритий стан прискорюється форсуючим конденсатором С, верхня обкладка якого заряджена додатнім потенціалом, отже при відкритому VT₁ до електродів база-емітер VT2 прикладається закриваюча напруга, швидкість процесу переходу VT₂ в режим насичення залежить від номіналів резисторів R₁ і R₂. Зменшення величини R₁ зменшить і величину напруги закривання, тому замість R₁ часто використовують стабілітрони, які забезпечують стабільність закриваючої напруги.

На рис.4.3.3 приведена принципова електрична схема імпульсного регулятора постійної напруги послідовного типу з широтно-імпульсною модуляцією.

Рис. 4.3.3. Принципова електрична схема імпульсного регулятора постійної напруги послідовного типу з широтно-імпульсною модуляцією

На R₃ подається пилоподібна напруга додатної полярності. При закритому VT1 спад напруги на R₂ нехтуюче малий. Отже VT2 весь час закритий, при цьому VT3 через R₄ та VD2 утримується у відкритому стані. Така ситуація спостерігається в початковий момент подачі напруги живлення. По мірі зростання вихідної напруги VT1 привідкривається оскільки від’ємна напруга на базі VT1 відносно його емітера зменшується до нуля і переходить в область додатніх значень.

В загальному випадку напруга причому в початковий момент часу, що відповідає подачі напруги на вхід стабілізатора U_R6+U_R7 » 0.

Якщо VT₁ повністю відкритий то спад напруги на резисторі R₂ стане більшим, по крайній мірі рівний амплітудному значені пилкоподібної напруги додатної полярності, що подається на резистор R₃.

Напруга база-емітер VT₂ визначається як напруга пилоподібної форми мінус U_R2:

U_бе2=U_пилоп-U_R2.

В результаті взаємодії цих двох напруг замінюється інтервал часу, протягом якого VT₂ знаходиться в закритому стані. Це означає, що в ці інтервали часу VT₃ – відкритий.

Рис. 4.3.4

Дана система має два граничні стани: повністю відкритого (в початковий момент часу) транзистора VT₃ і повністю закритого, якщо вихідна напруга по якійсь причині більше величини напруги заданої джерелом опорної напруги R₁ VD₁.

Середній або проміжний стан характеризується періодичним відкриванням та закриванням VT₃, при чому період слідування цих станів є незмінним. Змінюється лише інтервал часу, на протязі якого транзистор знаходиться у відкритому стані. Отже, ми отримали стабілізатор з широтноімпульсною стабілізацією.

Для збільшення величини струму навантаження, необхідно використовувати більш потужні транзистори. Оскільки потужність керуючого сигналу є фіксованою в даній схемі, то її підвищення можна забезпечити з використанням схеми Дарлінгтона. З формальної точки зору це трьохелектродний прилад, при чому VT₂ – малої або середньої потужності, а VT₁ – сереньої або великої потужності (рис.4.3.5а).

Результуюча величина статичного коефіцієнту підсилення за струмом такого транзистора складає декілька сотень або тисяч:

b_заг=b₁×b₂.

Емітерний струм VT₂, як правило, перевищує той базовий струм, який необхідний для відкриття VT₁. Тому для забезпечення стабільності роботи VT₂ вводять резистор R_е, величина опору якого складає декілька сотень Ом. Залежності напруг між електродами VT₁ транзистора, що переходить в режим насичення приведений на рис.4.3.5,б.

Рис. 4.3.5б

При , тобто при кратностях насичення транзистора більше одиниці полярність напруги на електродах база-колектор змінюється на протилежну. При цьому транзистор VT₂ перестає виконувати функцію підсилювача, оскільки полярність його колекторної напруги відносно емітера змінилась на протилежну.

З ціллю збільшення кратності між колекторами вмикають додатковий резистор опором одиниць долей Ом. Наявність такого транзистора забезпечує відсутність інверсії полярності напруги на електродах колектор-база керуючого транзистора VT₂.