ВІКІСТОРІНКА
Навигация:
Інформатика
Історія
Автоматизація
Адміністрування
Антропологія
Архітектура
Біологія
Будівництво
Бухгалтерія
Військова наука
Виробництво
Географія
Геологія
Господарство
Демографія
Екологія
Економіка
Електроніка
Енергетика
Журналістика
Кінематографія
Комп'ютеризація
Креслення
Кулінарія
Культура
Культура
Лінгвістика
Література
Лексикологія
Логіка
Маркетинг
Математика
Медицина
Менеджмент
Металургія
Метрологія
Мистецтво
Музика
Наукознавство
Освіта
Охорона Праці
Підприємництво
Педагогіка
Поліграфія
Право
Приладобудування
Програмування
Психологія
Радіозв'язок
Релігія
Риторика
Соціологія
Спорт
Стандартизація
Статистика
Технології
Торгівля
Транспорт
Фізіологія
Фізика
Філософія
Фінанси
Фармакологія


Способи задання та стабілізації положення робочої точки

 

У випадку біполярних транзисторів існують два принципово різних способи задання положення робочої точки: перший – задання струму зміщення; другий – задання напруги зміщення. Розглянемо перший спосіб (рис. 54).

 

Рис. 54. Задання положення робочої точки струмом зміщення

 

У наведеній схемі

Враховуючи ту обставину, що струм бази може бути визначений як

Величини опорів резисторів схеми при використанні транзистора малої потужності становлять

Оскільки величина опору базового резистора значно перевищує опір відкритого переходу база – емітер, то струм бази можна вважати досить стабільним. Проте зміна температури навколишнього середовища призводить до зміни величини колекторного струму в першу чергу через температурну залежність статичного коефіцієнта підсилення транзистора за струмом h21 (рис. 55).

 

Рис. 55. Температурна залежність статичного коефіцієнта підсилення транзистора за струмом h21

 

У загальному випадку величина колекторного струму

Для більшості випадків параметр h21 >> 1, отже,

Вважаючи, що , отримаємо диференціал за іншими незмінними параметрами:

Помножимо та поділимо даний вираз на :

Оскільки то відносна зміна колекторного струму

 

Отже, при підвищенні температури p–n-переходу відбувається зміщення вихідної характеристики транзистора Iк=f(Iб). Для забезпечення температурної стабільності положення робочої точки використовують ОЗ. Схема при цьому буде такою (рис. 56)

 

 

Рис. 56. Температурна стабілізація положення робочої точки

за допомогою ланки ОЗ

 

При цьому струм бази буде становити

Величина спаду напруги на колекторному резисторі дорівнює ; оскільки , то

Введення ОЗ зменшує коефіцієнт підсилення, вхідний та вихідний опори. Незважаючи на цю обставину, саме цей метод задання і стабілізації положення робочої точки знайшов найширше використання у схемотехніці інтегральних підсилювачів. Пояснюється це тим, що при даному способі задання режиму роботи кількість елементів схеми найменша.

Розглянемо другий спосіб задання положення робочої точки . До схеми вводяться два резистори R1 і R2, які відносно вхідних електродів (у даному випадку база-емітер) увімкнені паралельно, і при цьому утворюють так званий базовий резистор.

 

Рис. 57. Задання положення робочої точки напругою зміщення

 

Величина його опору, як правило, витримується меншою за величину власного вхідного опору транзистора, тобто h11.

Величина напруги зміщення розраховується так :

Дана формула справедлива за умови, що струм дільника в 5 ÷ 10 разів більший за струм бази.

Фіксація напруги зміщення не забезпечує температурної стабілізації положення робочої точки.

Експериментальна залежність струму колектора Iк від напруги Uбе (рис. 58) свідчить про те, що при фіксованій величині напруги база-емітер струм колектора Iк буде змінюватись.

 

Рис. 58. Залежність струму колектора Iк від напруги Uбе

 

У зв’язку з цим до схеми (рис. 59) вводять новий елемент Rе, який забезпечує послідовний від’ємний ОЗ за струмом. Температурна стабільність положення робочої точки транзистора пропорційна величині опору резистора Rе. З іншого боку, зростання величини опору резистора Rе зменшує діапазон зміни амплітуди підсилюваного сигналу, а також величину коефіцієнта підсилення. Температурна стабільність положення робочої точки підсилювального елемента є прийнятною для більшості реальних схем, якщо спад напруги на Rе становить величину порядка 0,1 Eк.

 

Рис. 59. Схема, в якій нейтралізовано вплив емітерного резистора

на коефіцієнт підсилення за допомогою Ce

 

Зважаючи на цю умову і вибирають опір емітерного резистора. Для нейтралізації впливу емітерного резистора на коефіцієнт підсилення підсилювача на змінному струмі вводиться шунтуючий конденсатор Ce.

Величина ємності шунтуючого конденсатора залежить від заданої величини коефіцієнта частотних спотворень в області нижніх частот, а отже, від абсолютного значення нижньої частоти діапазону підсилюваних частот.

У більшості випадків на практиці використовують таку нерівність:

тобто

Точніша формула

де g21 – провідність прямої передачі транзистора; Fн – нижня частота діапазону підсилюваних частот, Mн – коефіцієнт частотних спотворень в області нижніх частот.

Введення емітерного конденсатора Ce не усуває впливу емітерного резистора Re при підсиленні постійного струму. Отже, дія ланки ОЗ нейтралізується лише для сигналів, частота яких відмінна від нуля.

Якщо опір резистора Re невеликий, то підключати конденсатор великої ємності немає необхідності, тому що від’ємний обернений зв'язок за струмом мало зменшує величину коефіцієнту підсилення. Такі каскади з малим Re застосовуються в інтегральних підсилювачах.

Величина коефіцієнту пісилення за напругою в схемі з емітерною стабілізацією може бути знайдена за наближеною формулою

К = ∆Uвих/∆Uвх = Rк/Rе.

Таким чином, основний технічний показник підсилювача з достатньо великим власним підсиленням при введенні елемента температурної стабілізації положення робочої точки визначатиметься опорами резисторів Rк, Rе . В даному випадку амплітуда вихідного сигналу буде змінюватися між Едж і спадом напруги на резисторі Re, а не між Едж і потенціалом землі, як у звичайній схемі без температурної стабілізації положення робочої точки .

У багатокаскадних підсилювачах для збереження заданих режимів роботи за постійним струмом сигнал передається від каскаду до каскаду через розділювальні конденсатори.

Введення розділювальних конденсаторів не повинно приводити до значного перерозподілу амплітуд підсилюваного сигналу, і тому повинна виконуватись наступна нерівність:

 

 

Рис. 60. Збереження режиму роботи каскаду підсилювача за постійним струмом за допомогою Cр

 

У випадку канальних польових транзисторів (транзистори з керуючим p–n-переходом) використовують схеми рис.61. Положення робочої точки підсилювального елемента визначається величиною спаду напруги на резисторі RВ. (рис. 61, б) Змінюючи його величину, можна змінювати величину зміщення, що буде подаватись на затвор транзистора. За допомогою резистора Rз потенціал спільного провідника (землі) подається на затвор. Оскільки є резистор витоку RВ, то, внаслідок спаду напруги на ньому, електрод витоку транзистора виявиться з більш високим потенціалом, ніж затвор. Це призведе до зменшення провідності каналу. Вплив резистора витоку на коефіцієнт підсилення за змінним струмом нейтралізується шунтуючим конденсатором CВ.


а) б) в)

Рис. 61. Способи задання положення робочої точки напругою зміщення: а) – від окремого джерела; б) – автоматичне зміщення; в) – за рахунок генератора струму

Положення робочої точки визначається величиною спаду напруги на резисторі RВ. (рис. 61, б) Змінюючи його величину, можна змінювати величину зміщення, що буде подаватись на затвор транзистора. За допомогою резистора Rз потенціал спільного провідника (землі) подається на затвор. Оскільки є резистор витоку RВ, то, внаслідок спаду напруги на ньому, електрод витоку транзистора виявиться з більш високим потенціалом, ніж затвор. Це призведе до зменшення провідності каналу. Вплив резистора витоку на коефіцієнт підсилення за змінним струмом нейтралізується шунтуючим конденсатором CВ.

На схемі (рис. 61, в) елементи VT2 та RВ утворюють генератор струму. Шляхом підбору величини RВ досягають температурної стабільності величини генерованого струму. Оскільки величина вхідного опору польового транзистора складає одиниці – десятки мегаом, то величина Rз, як правило, вибирається того ж порядку.

У випадку польових МДН – транзисторів з індукованим каналом полярність відкриваючої напруги збігається з полярністю джерела живлення. При цьому є можливість задавати режим роботи, використовуючи дільник напруги джерела живлення (рис. 62).

 

 

Рис. 62. Задання режиму роботи транзистора за допомогою введення дільника напруги джерела живлення

 

Використання для схем з МДН – транзисторами методу задання струму затвора нераціональне, оскільки величина опору струмозадавального резистора стає співмірною з величиною поверхневого опору електроізолюючих елементів схеми (100МОм ÷ 1 ГОм). До даної схеми для стабілізації робочої точки також може бути введений резистор RВ і шунтуючий конденсатор CВ.

 

 

4.3. Тестові завдання

4.3.1. Режим роботи підсилювального елемента (біполярного транзистора) визначає величину струму спокою, що протікає у вихідному колі за:

а) умови, що опір навантаження дорівнює нулю;

б) умови безмежної величини опору навантаження;

в) умови відсутності струму підсилюваного сигналу;

г) умови відсутності джерела живлення.

 

4.3.2. Яка з осцилограм відповідає режиму AD:

а)

б)

в)

 

4.3.3. В якому з підсилювачів режим роботи підсилювального елементу задається напругою автоматичного заміщення:

а) б) в) г)

4.3.4. Режим А характеризується:

а) низькою ефективністю використання колекторної напруги;

б) найменшою величиною коефіцієнта нелінійних спотворень сигналів;

в) найбільшою вихідною напругою;

г) величиною кута відсічки, меншою за π/2.

4.3.5. Яку роль відіграє у схемі резистор Re :

а) забезпечує послідовний від’ємний ОЗ за струмом;

б) забезпечує паралельний від’ємний ОЗ за струмом;

в) забезпечує послідовний від’ємний ОЗ за напругою;

г) забезпечує паралельний від’ємний ОЗ за напругою.

4.3.6. Як зміниться формула розрахунку напруги зміщення біполярного транзистора, якщо струмом спокою бази I не можна знехтувати в порівнянні зі струмом дільника Iд напруги джерела живлення:

а) Uзм= (Е∙ R2 ∕ (R1+ R2))+І ∙ Rд;

б) Uзм= (Е∙ R2 ∕ (R1+ R2)) ∙ Іоб∙Rд ;

в) Uзм= (Е∙ R2 ∕ (R1+ R2))−Іоб ∙ Rд ;

г) Uзм= (Е∙ R2 ∕ (R1− R2))−Іоб ∙ Rд .

4.3.7. Яка з цих схем електронних підсилювачів характеризується найбільшим вхідним опором:

а) перша схема; б) друга схема;

в) третя схема; г) в усіх схемах вхідний опір високий.

1) 2)

3)

4.3.8. Який недолік характерний для режиму В:

а) низький коефіцієнт гармонік;

б) величина кута відсічки більша за π/2;

в) низька величина коефіцієнта нелінійних спотворень;

г) значні нелінійні спотворення.

4.3.9. У випадку польового транзистора з p–n-переходом положення робочої точки задається:

а) напругою автоматичного зміщення;

б) зміною напруги живлення;

в) зміною амплітуди вхідного сигналу;

г) зміною форми вхідного сигналу.

4.3.10. Яка з цих схем електронних підсилювачів характеризується найменшим вихідним опором:

1) 2) 3)

а) перша схема; б) друга схема;

в) третя схема; г) в усіх схемах вихідний опір низький.

4.3.11. Для чого введено резистор RВ до схеми підсилювача?

4.3.12. До електронного підсилювача, введено паралельний від’ємний обернений зв’язок. Який із параметрів підсилювача не зміниться при цьому:

а) величина наскрізного коефіцієнта підсилення;

б) величина коефіцієнта гармонік;

в) величина коефіцієнта підсилення за напругою;

г) вхідний опір.

4.3.13Розрахувати кола зміщення транзистора в складі підсилювача, схема якого зображена на рисунку, якщо робоча точка задана струмом спокою колектора і напругою спокою колектора відповідно I=5мА і U0к=5В, напруга джерела живлення Eж=15В, h21e=80, коефіцієнт підсилення каскаду за напругою K=17.

а) R1=22,5 кОм, R2=2,5 кОм, R3=300 Ом, R4=200 Ом, Rк=1,7кОм;

б) R1=2,5 Ом, R2=22,5 кОм, R3=400 Ом, R4=100 Ом, Rк=1,7Ом;

в) R1=2,5 кОм, R2=22,5 кОм, R3=500 кОм, R4=250 кОм, Rк=1,7кОм;

г) R1=2,5 кОм, R2=22,5 кОм, R3=600 Ом, R4=200 мОм, Rк=1,7кОм.

 


© 2013 wikipage.com.ua - Дякуємо за посилання на wikipage.com.ua | Контакти